低谐波畸变率风光互补逆变系统的研究

2023年12月31日发(作者：众泰大迈x7油耗怎么样)

第４４卷第１１期　电力电子技术　Ｖｏ１．４４，Ｎｏ．１１　２０１０年１１月　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｎｏｖｅｍｂｅｒ　２０１Ｏ　低谐波畸变率风光互补逆变系统的研究　谭才兴，张东来，王　宏　（哈尔滨工业大学，深圳研究生院，广东深圳５１８０５５）　摘要：针对风能和太阳能能量来源的不可预测性，设计了一个响应快速，输出稳定且总谐波畸变率低的高效率　逆变系统。太阳能和风能的不确定性使直流输入电压波动具有快速性、随机性和幅度大等特点。基于全桥拓扑　的ＳＰＷＭ调制技术和ｄｓＰＩＣ３ＯＦ４０１１控制器的ＰＩＤ双环反馈控制技术。通过对正弦表的优化、死区补偿、硬件电　路优化．使系统效率最优。通过Ｍａｆｌａｂ仿真获取Ｐ／Ｄ的比例积分参数．在５　ｋＶＡ实验样机上验证了该方案的优　越性和可行性。该系统在独立的风光互补发电系统中有很高的推广价值。　关键词：逆变系统：总谐波畸变率；死区补偿　中图分类号：ＴＭ４６４　文献标识码：Ａ　文章编号：１０００一ｌＯＯＸ（２０１０）１１－０００４—０３　Ｒｅｓｅａｒｃｈ　ｏｎ　Ｌｏｗ　Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｔ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ　Ｗｉｎｄ　ａｎｄ　ＰＶ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ＴＡＮ　Ｃａｉ－ｘｉｎｇ，ＺＨＡＮＧ　Ｄｏｎｇ－ｌａｉ，ＷＡＮＧ　Ｈｏｎｇ　（Ｈａｒｂｉｎ　Ｉｎｓｔｉｔｕｔｅ　ｏｆ　Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ，Ｓｈｅｎｚｈｅｎ　５１８０５５，Ｃｈｉｎａ）　Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｂｅｃａｕｓｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｕｎｐｒｅｄｉｃｔａｂｉｌｉｔｙ　ｏｆ　ｗｉｎｄ　ａｎｄ　ｓｏｌａｒ　ｅｎｅｒｇｙ　ｓｏｕｒｃｅｓ，ｔｈｉｓ　ｐａｐｅｒ　ｄｅｓｉｇｎｓ　ａ　ｈｉｇｈ　ｅｆｉｆｃｉｅｎｃｙ　ｉｎ—　ｖｅｒｔｅｒ　ｓｙｓｔｅｍ　ｏｆ　ｆａｓｔ　ｒｅｓｐｏｎｓｅ，ｓｔａｂｌｅ　ｏｕｔｐｕｔ　ａｎｄ　ｌｏｗ　ｔｏｔａｌ　ｈａｒｍｏｎｉｃ　ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ（ＴＨＤ）．Ｔｈｅ　ＤＣ　ｉｎｐｕｔ　ｖｏｌｔａｇｅ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｓｙｓ－　ｔｅｍ　ｆｌｕｃｔｕａｔｅｓ　ｒａｐｉｄｌｙ，ｒａｎｄｏｍｌｙ　ａｎｄ　ｉｎ　ａ　ｗｉｄｅ　ｒａｎｇｅ．Ｂａｓｅｄ　ｏｎ　ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ　ｔｏｐｏｌｏｇｙ　ａｎｄ　ＳＰＷＭ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　ｗｉｔｈ　ｄｓＰＩＣ３ＯＦ４０１　１　ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ，ｄｏｕｂｌｅ　ＰＩＤ　ｌｏｏｐ　ｆｅｅｄｂａｃｋ　ｃｏｎｔｒｏｌ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｉｓ　ａｐｐｌｉｅｄ；ｔｈｒｏｕｇｈ　ｔｈｅ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｏｆ　ｔｈｅ　ｓｉｎｅ　ｔａｂｌｅ，ｄｅａｄ　ｔｉｍｅ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ，ｈａｒｄｗａｒｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ　ｏｐｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ　ｔｏ　ｏｐｔｉｍａｌ　ｓｙｓｔｅｍ　ｅｆｉｆｃｉｅｎｃｙ．ＰＩＤ　ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ　ａｎｄ　ｉｎｔｅｇｒａｌ　ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ　ａｒｅ　ｃｏｎｆｉｒｍｅｄ　ｂｙ　Ｍａｆｌａｂ　ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．Ｉｎ　５　ｋＶＡ　ｅｘｐｅｒｉｍｅｎｔａｌ　ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ，ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｉｓ　ｖｅｒｉｉｆｅｄ　ａｄｖａｎｔａｇｅｏｕｓ　ａｎｄ　ｆｅａｓｉｂｌｅ，ｔｈｅ　ｓｙｓｔｅｍ　ｉｎ　ａ　ｓｅｐａｒａｔｅ　ｗｉｎｄ　ａｎｄ　ＰＶ　ｐｏｗｅｒ　ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍ　ｈａｓ　ａ　ｈｉｇｈ　ｖａｌｕｅ　ｏｆ　ｐｒｏｍｏｔｉｏｎ．　Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｓｙｓｔｅｍ；ｔｏｔａｌ　ｈａｒｍｏｎｉｃ　ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ；ｄｅａｄ　ｔｉｍｅ　ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ　１　引　言　方法简单且易于实现。考虑到系统需要对干扰因　作为清洁能源和可再生能源，风能和光能发　素快速响应，加入了负载电流内环来提高系统的　电系统被广泛应用于通信、交通、新能源等领域。　暂态性能。外环采用比例积分控制器调节，使系统　太阳能和风能发电应用分为独立发电系统和并网　有很好的稳定性和零偏差；内环采用比例调节器　发电系统［１］两大类。偏远山区铺设电网的成本很　调节，使系统有快速的跟踪能力．加快了系统的暂　高，风光互补独立的发电系统就成为解决该难题　态特性［３＿　。当电压幅值波动超过一定范围时，ＰＩＤ　的实效性方案。由于太阳能电池的造价昂贵，使其　控制很难快速调节过来。因此．大范围波动时采用　推广受到一定限制。提高风光互补发电系统的效　模糊控制算法，使系统能够快速进入微调范围；当　率能降低整体成本。系统的效率越高，发出同样电　进入微调范围时．切换到ＰＩＤ双环调节，使系统具　能需要的太阳能电池容量和风机容量就越小。一　有很好的鲁棒性。　个高效率的风光互补发电系统必须使其总谐波畸　电流反馈有电容电流反馈．电感电流反馈和　变率（ＴＨＤ）降到最低。　负载电流反馈３种。电容电流内环反馈可以提高　ＰＩＤ控制由于技术成熟、易于实现、鲁棒性能　系统的动态性能［５１．相当于输出电压的微分，它和　优越等特点，被广泛应用于工业控制领域　。独立　输出电压是一组耦合的变量，没有充分地应用输　光伏系统对相位没有要求，所以关键是保持电压　出电流这个状态量：负载电流和负载电压是一组　幅值稳定输出。采用电压有效值作为控制变量的　相互垂直的控制量．控制起来简单易行。由基尔霍　夫电流定理可知．电感电流是电容电流和负载电　定稿日期：２０１０—０６—３０　流之和．既包含了输出电压的变化趋势，同时电感　作者简介：谭才兴（１９８４一），男，贵州人，硕士，研究方向为　电流和电容电压也是一组需要解耦的控制量，故　新能源和大功率电源。　这里采用负载电流反馈。　４　

低谐波畸变率风光互补逆变系统的研究　２逆变器模型建立与分析　基于逆变的几种主拓扑中．全桥逆变最适用　于大功率场合。由正弦波脉宽调制（ＳＰＷＭ）原理　可知，从直流电压到全桥输出相当于一个比例环　开关管的导通电阻、驱动脉冲的上升时间和下降　时问、续流二极管的反向恢复时间、开关管死区以　及电感的寄生电阻等。因此开关管型号的选取、工　作方式及ＬＣ滤波器的设计非常重要『６】。　节；即ｕｉ＝　，　为直流母线电压，　为逆变器　图４示出逆变器主框图。主电路为全桥拓扑，　采用三电平单极性控制　该控制方案不仅能消除　输出电压，　为调制系数。逆变输出为５０　Ｈｚ的正　弦波，逆变器的开环电气模型如图１所示。　图１逆变器开环模型　逆变器开环模型的传递函数为：　Ｇ（ｓ）＝　Ｌｇ　＋Ｒ　（１）　式中：ｂｏ＝Ｒ＋２ｒ；ｂｊ＝２ＲｒＣ＋２Ｌ＋ＬＲ；ｂ２＝２ＲＬＣ＋２ｒＬ　Ｃ；ｂ３＝２ＬＬ　Ｃ。　假设负载为纯阻性，即　＝０，加入电压ＰＩ反　馈环和电流Ｐ反馈环后的方框图如图２所示。　Ｋ　为电流反馈调理系数；Ｋ　为电流调理系数　Ｋ为电流内环比例系数；“　为输入电压参考值　Ｋ　为控制器外环比例系数：Ｋ　为控制器外环积分系数　图２反馈传递函数　由此可得双闭环ＰＩＤ控制系统传递函数为：　Ｇｕｉ　（　）　ＣＩＳ　＋Ｃ０　（２）　十０　十０　＋（　式中：ＣＯ：　。　＝　；ａｏ＝Ｋ￣，；Ｋ２＝０．００８　０４；　＝　＋　＋　Ｋ　０．０５；ｎ２＝（ｒＣ　Ｌ　Ｊ　１　。　当Ｒ＝１０　Ｑ，Ｌ＝１，６　ｍＨ，Ｃ＝１．１　Ｆ，ｒ＝１．５４　ｍＱ，　Ｋ＝９，Ｋ　＝５，Ｋ　ｌ时，系统的幅频特性如图３所示。　根据系统的频域分析可知：采用双闭环反馈控制　时，系统有较好的暂态性能和稳态性能。　０一Ｉ　１　０Ｏ　１　０ｌ　ｌ　０１　１　０　３　ｌ０４　ｊ　Ｏ５　ｌ　０６　，ｒａｄ?Ｓ　１　图３　＝１０　Ｑ的闭环波特图　３基于高效率的系统硬件设计　在硬件电路中，影响系统效率的参数主要有　偶次谐波，还能控制开关管的损耗到最小。ＶＳ　和　ＶＳ，进行１８　ｋＨｚ的ＳＰＷＭ调制，ＶＳ：和ＶＳ　进行　５Ｏ　Ｈｚ的ＰＷＭ调制。当ＶＳ　，ＶＳ４工作时，ＶＳ２断　开，故除过零点之外不存在死区现象。ＶＳ：，Ｖｓ４型　号是Ｇ４ＰＣ５０ＵＤ，ＶＳ　，ＶＳ　使用ＳＴＷ４５ＮＭ５０ＦＤ型　ＭＯＳＦＥＴ。由于ＶＳ。，ＶＳ。损耗主要是开通损耗和关　断损耗，所以采用上升时间和下降时间短的　ＭＯＳＦＥＴ，而ＶＳ。，Ｖｓ４采用ＩＧＢＴ，其开通损耗小。　图４逆变器系统框图　ＬＣ滤波器采用图４所示的连接方式防止传　导干扰：滤波器的截止频率为４　ｋＨｚ，其目的是滤　除１８　ｋＨｚ的开关频率：电容Ｃ的选择依据是对负　载分流大小不能高于１％，否则传导无功使整个系　统的损耗增大；如果Ｃ太小，　就会很大，使系统　成本增加。且功率角增大，同样系统传导无功使损　耗增大。基于上述几方面的考虑和计算，得到ＬＣ　的最优值选择是：Ｌ＝１．６　ｍＨ，Ｃ＝１．１　Ｆ，该设计方　案得到的ＬＣ环节无功最小。　４基于低ＴＨＤ的软件补偿　在软件上造成ＴＨＤ增大的原因主要是每个　ＳＰＷＭ脉冲的开通和关断滞后和硬件电路分散性　和不对称性造成的直流偏磁。　获取正弦波参考信号的方法一般都是自然采　样法或规则采样法。这里采用等面积法的ＰＷＭ　调制，通过Ｍａｔｌａｂ计算出每个占空比的值，这样　得到的正弦控制信号理论上只产生开关频率的倍　频谐波。考虑到每个脉冲的上升和下降都需要一　定时间。通过驱动电阻值和开关管基极与源极之　间的寄生电容能算出开通和关断所需的时间．在　每个占空比进行补偿。　由于开关管的伏秒特性不平衡．运放的零点　漂移，控制走线不能完全对称．会造成一定的直流　５　

第４４卷第１１期　２０１０年１１月　电力电子技术　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ　Ｖｏ１．４４，Ｎｏ．１１　Ｎｏｖｅｍｂｅｒ　２０１０　偏磁，使整个系统损耗增大、效率降低，ＴＨＤ值增　大。因此，在电流内环加载一个重复控制器来进行　改善．重复控制器相当于一个积分系统．使输出的　直流偏置逐渐变小，最后实现零偏磁。重复控制模　型如图５所示，对其进行稳定性分析。加入一个主　当负载由３０　突变为１５　ｎ时．逆变系统的输　出电流波形（用霍尔进行采样）如图６ｂ所示；当输　入电压由零突变到３５０　Ｖ时．逆变器的输出电流如　图６ｃ所示。由图６ｂ，ｃ可见。逆变器能快速地跟踪　能量变化，且在暂态的调节过程中，系统总谐波畸　变率最大值是３．７％，系统的超调量小于１０　Ｖ。　导相角补偿环节，实现系统的稳定输出　６　结　论　采用电压有效值ＰＩ闭环使系统有很好的鲁　棒性；电流瞬时值Ｐ闭环加速了系统的响应速度。　双环反馈控制的风光互补逆变系统采用　图５　内环重复控制模型　ｄｓＰＩＣ３０Ｆ４０１１作为控制平台．输入电压在３００～　４２０　Ｖ之间波动，输出电压为２２０　Ｖ／５０　Ｈｚ：负载为　５　ｋＶＡ时系统的总谐波含量为２．０３％．逆变器单　５实验结果分析　以处理器ｄｓＰＩＣ３０Ｆ４０１　１为控制核心．太阳能　模块的效率达到９７．８％．系统的暂态调节时间为　４０　ｍｓ，系统的超调量不超过１０　Ｖ。系统的各方面　指标都达到了项目的期望指标。该方案达到了很　电池经过ＭＰＰＴ模块的输出（３２０～４００　Ｖ）和蓄电　池经过ＢＤＲ和ＢＣＲ模块作为逆变器的输入，直　流母线电容为６　３００　ＩｘＦ；负载为阻性Ｒ＝９　ｎ。　＝　１．６　ｍＨ，Ｃ＝１．１　ＩｘＦ，开关频率为１８　ｋＨｚ。　图６ａ示出系统在输出功率为５　ｋＶＡ时的稳　态输出波形。电压有效值稳定在２２０．７　Ｖ。使用数　字电参测量仪测出系统在稳态的总谐波含量是　高的效率，使整个风光互补发电系统的成本有所　降低．对新能源的推广起到了很积极的作用。　参考文献　［１］张淼，吴捷．单相逆变器在ＰＶ发电系统的应用［Ｊ］．　电力电子技术，２００２，３６（２）：１９—２１．　［２］熊振兴，黄石生．基于数字ＰＩ控制的燃料电池电站功　２．０３％，逆变器单模块效率为９７．８％。　率研究【ＪＪ．电力电子技术，２００９，４３（１１）：３３—３４．　［３］裴雪军，段善旭，康勇．基于重复控制与瞬时值反馈　控制的逆变电源研究［Ｊ】．电力电子技术，２００２，３６（１）：　１２—１４．　ｔ／（５　ｎｌ　ｓ／格）　（ａ）输｝ｌ５　稳态波形　［４】　Ａｔｓｕｏ　Ｋａｗａｍｕｒａ，Ｒｉｃｈａｒｄ　Ｈｏｌｔ．Ｉｎｓｔａｎｔａｎｅｏｕｓ　Ｆｅｅｄｂａｃｋ　Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ　ＰＷＭ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｗｉｔｈ　Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｈｙｓｔｅｒｅｓｉｓ【Ｊ］．　　．Ｊ　～　…　ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｉｎｄ．Ａｐｐ１．，１９８４，２０（４）：７６９－７７４．　［５】　Ｗｕ　Ｒ．Ａ　ＰＷＭ　ＡＣ／ＤＣ　Ｃｏｎｖｅ￣ｅｒ　ｗｉｔｈ　Ｆｉｘｅｄ　Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　｝　●　：　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ［Ｊ］．ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｉｎｄ．Ａｐｐ１．，１９９０，２６（５）：　８８０－８８５．　ｔ／（２５　ｍｓ／格）　（ｃ）输入屯压由零突变　３５０Ｖ时　ｔ／（２５　ｍｓ／格）（ｂ　Ｊ负载Ｌｔ￣３ｏ　Ｑ突变　１　５　Ｑ时　［６］谷宇，张东来，秦海亮．一种用于高压差系统的数字　化逆变器设计【Ｊ１．电力电子技术，２００７，４１（１２）：６６—　６８　图６实验波形　｛：　忙　｛：　｛：　＃　｛。　＃　十　６