车载逆变电源

2024年1月18日发(作者：宝来车怎么样)

题目

车载逆变电源设计

系别电气工程学院

专业生产过程自动化技术

班级过控11-2班

姓名刘

学号 ************

指导教师（职称）王淑红（教授）

日期 2014年2月28日

毕业设计（论文）

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摘要

本系统是根据无源逆变的实用原理，采用单相全桥逆变电路工作方式，实现把直流电源（12v）转换成交流电源（220V，50HZ），并对负载进行供电。达到的性能要求就是转换出稳定的工频电源，供给给汽车上的一些电器如车灯，音像等使用。

车载逆变电源是基于开关电源电路技术等基础知识，采用二次逆变实现逆变器的设计。主要思路是：运用TL494以及SG3525A等芯片,先将12V直流电源升压为320V/50Hz的高频交流电，再经过整流滤波将高频交流电整流为高压直流电，然后采用正弦波脉冲调制法，通过输出脉冲控制开关管的导通。最后经过LC工频滤波及相应的输入输出保护电路后，输出稳定的准正弦波，供负载使用。

本设计具有灵活方便、适用范围广的特点，基本能够满足实践需求。该电源的制造成本较为低廉，实用性强，可作为多种便携式电器通用的电源。

关键词：无源逆变；二次逆变；TL494；SG3525A

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Abstract

This design is a kind of vehicle that can be converted to 220V/50Hz 12V DC AC

electronic device which is commonly used in automotive electronic products. The inverter

applications are very broad in the daily life , such as notebook computer, video recorder and

electric tools etc.

Car inverter is mainly based on switch power supply circuit technology basic knowledge,

using two inverter realize inverter design. The main idea uses the TL494 and SG3525A etc

chip, the first 12 V dc power boost for 320 V/frequency 50 Hz high frequency alternating

current, and rectification of high frequency ac filter will rectifier for high voltage dc and then

using sine pulse regulation law, through the output pulse control switch tube conduction.

Finally after LC industrial frequency filter and the corresponding input/output protection

circuits, stable output prospective sine wave, used for load.

The design is flexible and convenient, apply a wide range of features, can basically meet

the demand of practice. The pragmatism is strong, and it has a function annex to the various

portably type.

Keywords：Passive inverter；The two inverter；TL494；SG3525A

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1 绪论 ................................................................ 1

1.1 逆变电源技术的发展概况 ......................................................................................... 1

1.2 车载逆变器及其发展 ................................................................................................. 3

1.3 逆变电源的发展趋势 ................................................................................................. 4

2 总体方案设计 .......................................................... 7

2.1 总体方案的选取 .......................................................................................................... 7

2.1.1 方案比较 ............................................................................................................ 7

2.1.2 方案论证 ............................................................................................................ 8

2.1.3 方案选择 ............................................................................................................ 9

2.2 设计要求及系统指示 .................................................................................................. 9

3 整体电路设计 ......................................................... 11

3.1 逆变电源整体框图 .................................................................................................... 11

3.2 脉宽调制技术及其原理 ............................................................................................ 13

3.2.1 PWM调制的原理 .............................................................................................. 13

3.2.2 PWM逆变电路 .................................................................................................. 15

3.3 正弦波脉宽调制技术的试验方法 ............................................................................ 18

3.3.1 软件生成法 ...................................................................................................... 18

3.3.2 硬件调制法 ...................................................................................................... 19

4 逆变电源元器件特性及各部分电路设计 .................................... 20

4.1 逆变电源主要分立元件及其应用 ............................................................................ 20

4.1.1 电流互感器 ...................................................................................................... 20

4.1.2 变压器 .............................................................................................................. 21

4.1.3 与门 .................................................................................................................. 22

4.1.4 稳压管 .............................................................................................................. 23

4.1.5 场效应管 .......................................................................................................... 24

III

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4.2 逆变电源主要集成芯片及其功能简介 .................................................................... 24

4.2.1 SG3525A的应用及外围电路 ........................................................................... 24

4.2.2 ICL8038的应用及外围电路 ............................................................................. 28

4.2.3 IR2110的应用及外围电路 ............................................................................... 31

4.2.4 TL494的应用及外围电路 ................................................................................ 34

4.3 各变换电路设计 ........................................................................................................ 36

4.3.1 DC/DC变换电路 ............................................................................................... 36

4.3.2 DC/AC变换电路 ............................................................................................... 37

5各部分的电路保护及调试 ................................................. 39

5.1 逆变电源变换电路 .................................................................................................... 39

5.1.1 输入过压电路保护 .......................................................................................... 39

5.1.2 输入欠压保护电路 .......................................................................................... 39

5.1.3 过热保护电路 .................................................................................................. 40

5.1.4 输出过压保护电路 .......................................................................................... 41

5.1.5 输出过流保护电路 .......................................................................................... 42

5.2 调试 ............................................................................................................................ 43

6 结论 ............................................................... 44

致谢 .................................................................. 45

参考文献 ................................................................ 46

附录A 元器件清单 ................................................................................................................. 47

附录B 逆变电源原理图 ......................................................................................................... 48

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1 绪论

1.1逆变电源技术的发展概况

逆变电源出现于电力电子技术飞速发展的20世纪60年代，逆变电源的发展是和电力电子器件的发展联系在一起的，器件的发展带动着逆变电源的发展。最初的逆变电源采用晶闸管(SCR)作为逆变器的开关器件，称为可控硅逆变电源。由于SCR是一种没有自关断能力的器件，因此必须通过增加换流电路来强迫关断SCR，SCR的换流电路限制了逆变电源的进一步发展。随着半导体制造技术和变流技术的发展，自关断的电力电子器件脱颖而出，相继出现了电力晶体管(GTR)、可关断晶闸管(GTO)、功率场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极型晶体管(IGBT)等等。自关断器件在逆变器中的应用大大提高了逆变电源的性能。由于自关断器件的使用，使得开关频率得以提高。从而逆变桥输出电压中低次谐波的频率比较高，使输出滤波器的尺寸得以减小，而且对非线性负载的适应性得以提高。最初，对于采用全控型器件的逆变电源在控制上普遍采用带输出电压有效值或平均值反馈的PWM控制技术，其输出电压的稳定是通过输出电压有效值或平均值反馈控制的方法实现的。采用输出电压有效值或平均值反馈控制的方法具有结构简单、容易实现的优点，但存在以下缺点：①对非线性负载的适应性不强；②死区时间的存在将使PWM波中含有不易滤掉的低次谐波，使输出电压出现波形畸变；③动态特性不好，负载突变时输出电压调整时间长。为了克服单一电压有效值或平均值反馈控制方法的不足，实时反馈控制技术获得应用，它是近十年来发展起来的新型电源控制技术，目前仍在不断地完善和发展之中，实时反馈控制技术的采用使逆变电源的性能有了质的飞跃。实时反馈控制技术多种多样，主要有以下几种：

(1)谐波补偿控制

当逆变电源的负载为整流负载时，由于负载电流中含有大量谐波，谐波电流在逆变电源内阻上的压降致使逆变电源输出电压波形畸变，谐波补偿控制可以较好地解决这一问题，其是在逆变桥输出PWM波中加入特定的谐波，抵消负载电流中的谐波对输出电压 1

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波形的影响，减小输出电压的波形畸变。目前这种方法只能由高速的数字信号处理器来实现。

(2)无差拍控制

1959年，Kalman首次提出了状态变量的无差拍控制理论。1985年，Gokhale在PESC年会上提出将无差拍控制应用于逆变器控制。逆变器的无差拍控制才引起了广泛的重视。无差拍控制是一种基于微机实现的控制方法。这种控制方法根据逆变电源系统的状态方程和输出反馈信号来推算下一个采样周期的开关时间，使输出电压在每个采样点上与给定信号相等。无差拍控制的缺点是算法比较复杂，实现起来不太容易，它对系统模型的准确性要求较高，对负载大小的变化及负载的性质变化比较敏感，当负载大小变化及负载的性质变化时不易获得理想的正弦波输出。

(3)重复控制

为了消除非线性负载对逆变器输出的影响，在UPS逆变器控制中引入了重复控制技术。Haneyoshi及Kawamura等人首先在PWM逆变器中采用重复控制消除周期性畸变。后来，邹应屿等人进一步完善了逆变器的重复控制理论，给出了一种重复控制器的设计方法，提出了自适应重复控制的理论。重复控制是一种基于内模原理的控制方法，它将一个基波周期的偏差存储起来，用于下一个基波周期的控制，经过几个基波周期的重复可达到很高的控制精度。在这种控制方法中，加到控制对象的输入信号除偏差信号外，还迭加了一个“过去的控制偏差”，这个“过去的控制偏差”是上一个基波周期中的控制偏差，把上一个基波周期的偏差反映到现在和“现在的偏差”一起加到控制对象进行控制，这种控制方式，偏差好像在被重复使用，所以称为重复控制。它的突出特点是稳态特性好，控制鲁棒性强。但重复控制的控制实时性差，动态响应速度慢。因此，重复控制一般都不单独使用来完成逆变器的控制，而是与其它控制方式相结合，共同来提高整个系统的性能。

(4)滑模变结构控制

滑模变结构控制理论起于20世纪50年代，它最显著的特点是对参数变动和外部扰动不敏感，因此非常适用于闭环反馈控制的电能变换器。早期的滑模变结构控制器采用模拟电路实现，广泛应用于电力拖动系统中。20世纪90年代中后期。台湾的邹应屿和香港大学的L．K．Wang等人将离散滑模变结构控制理论应用到UPS逆变器中，获得了良好的 2

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控制效果。滑模变结构控制实质上是一种非连续的开关控制方法，它强迫系统的跟踪误差及其导数运行于相平面的一条固定的滑模曲线上，与系统参数变动及外部扰动无关，因此系统有极强的鲁棒性。但是，就波形跟踪质量来说，滑模控制不及重复控制和无差拍控制。

(5)单一的电压瞬时值反馈控制

这种控制方法的基本思想是把输出电压的瞬时反馈值与给定正弦波进行比较，用瞬时偏差作为控制量，对逆变桥输出PWM波进行动态调节。和传统PWM控制方法相比，由于该方法能对PWM波进行动态调整，故系统的快速性、抗扰性、对非线性负载的适应性、输出电压的波形品质等都比传统PWM控制方法有所提高。这种方法的缺点是系统的稳定性不好，特别是空载时，输出电压容易振荡。系统的稳定性问题限制了电压调节器增益的提高，因而输出电压的波形品质还不是很好。

(6)带电流内环的电压瞬时值反馈控制

带电流内环的电压瞬时值反馈控制方法是在单一的电压瞬时值反馈控制方法的基础上发展而来的。在这种方法中，不但引入输出电压的瞬时值反馈，还引入滤波电容电流或滤波电感电流的瞬时值反馈。电压环是外环，电流环是内环。电流环具有将滤波电容电流或滤波电感电流改造为可控的电流源的作用，这样控制输入和输出电压之间形成了具有单极点的传递函数，因而系统的稳定性大大提高，克服了单一的电压瞬时值反馈控制系统空载容易振荡的缺点。由于稳定性的提高使得电压调节器增益可以取比较大的值，所以突加突卸负载时输出电压的动态特性大大提高，抗扰性大大提高，对非线性负载的适应性也大大提高。

1.2 车载逆变器及其发展

车载逆变电源是将汽车发动机或汽车电瓶上的直流电转换为交流电，供一般电器产品使用，是一种较方便的车用电源转换设备。它是常用的车用汽车电子用品。通过它可以在汽车上使用平时我们用市电才能工作的电器，比如电视机、笔记本电脑、电钻、医疗急救仪器、军用车载设备等，可应用于各个行业领域。按照输出波形来分，车载逆变电源可分为正弦波输出和方波输出两种。前者可提供不间断的高质量交流电，可适应任何负载，但其技术要求及成本高，电路结构比较复杂。后者提供的交流电的质量较差， 3

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且带载能力差，不能接“感性负载”。虽有较多的缺点，但是其技术要求低，体积小，电路简单，价格低。

车载逆变电源按输出来分主要分两类，一类是修正正弦波逆变器和纯方波逆变器，另一类是正弦波逆变器。纯方波逆变器输出的则是质量较差的方波交流电，其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生，这样，对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。同时，其负载能力差，仅为额定负载的40%－60%，不能带感性负载。如所带的负载过大，方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大，严重时会损坏负载的电源滤波电容，方波逆变器的制作方法采用简易的多谐振荡器，其技术属于50年代的水平，将逐渐退出市场。

近年来出现了准正弦波（或称改良正弦波、修正正弦波、模拟正弦波等等）逆变器，其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔，使用效果有所改善，但准正弦波的波形仍然是由折线组成，属于方波范畴，连续性不好。总括来说，正弦波逆变器提供高质量的交流电，能够带动任何种类的负载，但技术要求和成本均高。准正弦波逆变器可以满足我们大部分的用电需求，效率高，噪音小，售价适中，因而成为市场中的主流产品。

1.3逆变电源的发展趋势

随着电力电子技术的飞速发展和各行各业对逆变器控制性能要求的提高，逆变电源也得到了深入的发展，目前，逆变电源的发展趋势主要集中在以下几个方面：

(1)高频化

提高逆变电源的开关频率，可以有效地减小装置的体积和重量，并可消除变压器和电感的音频噪声，同时改善了输入电压的动态响应能力。此外，为了进一步减小装置的体积和重量，必须去掉笨重的工频隔离变压器，采用高频隔离。高频隔离可以采用两种方式实现：①在整流器与逆变器之间加一级高频隔离的DC—DC变换器；②采用高频链逆变技术。高频化仅限于小容量逆变电源。在大容量逆变电源中，由于工频变压器引起的矛盾相对不如小容量UPS突出，而且大容量的高频逆变器、整流器和高频变压器的制作也分别受到高频开关器件的容量和高频磁性材料的限制。

(1)高频化

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(2)高性能化

高性能主要指输出电压特性的高性能，它主要体现在以下几个方面：①稳压性能好，空载及负载时输出电压有效值要稳定；②波形质量高，不但要求空载时的波形好，带载时波形也要好，对非线性负载的适应性要强；③突加突减负载时输出电压的瞬态响应特性好；④电压调制量小；⑤输出电压的频率稳定性好；⑥对于三相电源，带不平衡负载时相电压失衡小。输出电压的高性能是用电设备对逆变电源的要求，控制方式的改进是逆变电源达到高性能的主要手段。

(3)并联及模块化

当今逆变电源的发展趋向是大功率化和高可靠性。虽然现在已经能生产几千千伏安的大型逆变电源，完全可以满足大功率要求的场合，但是，这样整个系统的可靠性完全由单台电源决定，无论如何是不可能达到很高的。为了提高系统的可靠性，就必须实现模块化。模块化意味着用户可以方便地将小容量的模块化电源任意组合，构成一个较大容量的逆变电源。模块化需要解决逆变电源之间的并联问题，逆变电源的并联要比直流电源的并联复杂，它面临着负荷分配、环流补偿、通断控制等多方面的问题。但是，逆变电源的并联运行可以带来以下几个方面的好处：1)可以用来灵活地扩大电源系统的容量；2)可以组成并联冗余系统以提高运行的可靠性；3)具有极高的系统可维修性。当单台电源出现故障时，可以很方便地通过热插拔方式进行更换和维修。

(4)小型化

在逆变电源中，决定整个装置体积和重量的部分是变压器和LC滤波器，变压器可能放在输入部分，也可能放在输出部分，起电压隔离或电压匹配的作用；LC滤波器用于滤除PWM波中的高次谐波，滤波器的尺寸与PWM波的频谱特性有关。要使逆变电源小型化， 5

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可以采用的方法有三种：1)提高开关频率，使滤波器小型化；2)采用新的PWM控制方式，优化逆变桥输出PWM波的频谱，使滤波器小型化；3)用高频变压器实现电压的隔离及匹配，替代输入或输出的低频变压器，实现变压器的小型化。

(5)高输入功率因数化

对于交流输入的逆变电源，中间环节直流电源一般由二极管整流获得，其输入电流成尖脉冲状，因此，输入功率因数不高。提高整流侧的输入功率因数不仅可大大提高逆变电源对输入电能的利用率，而且可以克服逆变电源对电网产生谐波污染的缺点。

(6)数字化

逆变电源的数字化并不是简单的指在系统中应用了数字器件，如单片机及FPGA等，而是指整个系统的控制应用数字器件的计算能力和离散控制方法来完成，随着硬件技术的发展．处理器计算速度的提高，必然促使逆变电源向数字化方向发展。

(7)智能化

一个智能化的逆变电源除了能够完成普通逆变电源的所有功能外，还应具有以下功能：1)对运行中的逆变电源进行监测，随时将采样点的状态信息送入计算机进行处理，一方面获取电源工作时的有关参数，另一方面监视电路中各部分的状态，从中分析电路的各部分工作是否正常；2)在逆变电源发生故障时，根据监测的结果，进行故障诊断，指出故障的部位，给出处理方法；3)自动显示所监测的参数，有异常或发生故障时，可以自动记录有关异常或故障的信息；4)按照技术说明书给出的指标，自动定期地进行自检，并形成自检记录文件；5)能够用程序控制逆变电源的启动和停止，实现无人值守的自动操作；6)具有信息交换功能，可以随时向上位机输入信息，或从上位机获取信息。 6

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2 总体方案设计

2.1 总体方案的选取

在一些交通运载、野外测控、可移动武器装备、工程修理车等设备中都配有不同规格的电源。通常这些设备工作空间狭小，环境恶劣，干扰大。因此对电源的设计要求也很高，除了具有良好的电气性能外，还必须具备体积小、重量轻、成本低、可靠性高、抗干扰强等特点。

2.1.1 方案比较

在本逆变电源的设计中，我们的目的是将车载电瓶的12V直流电压逆变为交流220V/50Hz的电压，通过一段时间对资料的收集和分析现总结出如下三种方案，分别介绍如下：

方案一：简单推挽逆变电路

本方案设计的逆变器可以作为交流辅助电源。图2.2是本逆变器的电路框图。它是通过在振荡级产生所需要的50Hz的交流信号，再经过推动级的放大，然后把放大后的电压信号送入推挽输出级经过放大、变压器的升压，从而得到所需要的220V/50Hz的交流电压。

直流

电压

振荡级推动级推挽输

出级

交流电压

图2.1 简单推挽逆变电路框图

方案二：车载单相准正弦脉宽调制逆变电路

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直流

电压

直流/直流

直流/交流

滤波

输出

交流

电压

驱动电路控制电路

图2.2 车载单相准正弦脉宽调制逆变电路框图

方案三：基于工频变压器的逆变电路

本方案设计的逆变电源是通过脉宽调制芯片产生的脉宽调制信号用来驱动半桥逆变电路，产生低压交流信号，再经过工频变压器的升压，转换为所需要的交流电压。电路框图如图2.3：本方案是采用了比较典型的逆变电路的变换方式把直流12V电压变换成220V的交流电压，即第一级采用直流/直流变换，通过脉宽调制和高频变压器把直流低压升压变成直流高压，再通过第二级直流/交流变换，通过对直流/交流全桥逆变电路各个桥臂MOS管通断的控制，把高压直流逆变为交流电压，然后通过滤波电路，滤出我们所需要的50Hz的频率交流电压，从而完成12V直流电压逆变成220V/50Hz的交流电压。

直流

电压

脉宽调制芯片

半桥逆

变电路

工频

变压器

交流电压

图2.3基于工频变压器的逆变电路框图

2.1.2 方案论证

方案一：首先通过555型集成电路和一些电阻和电容组成的振荡级来选定我们所需要的50Hz的工作频率的信号；再由几个三极管组成的推动级来对50Hz的振荡信号来进行放大，同时再由几只复合管组成推挽放大电路的基极，进一步对其进行放大，以提高对功率输出级的驱动电流；然后由几只三极管和几只二极管、输出级变压器组成推挽输出级，它将推动级送来的激励信号进行放大，并通过变压器将初级电压升高到220V送到输出端。

方案二：电路采用了比较典型的两级变换的方式，在第一级直流/直流变换电路中 8

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利用了集成脉宽调制电路芯片调制出PWM波，通过PWM波信号来驱动MOS管的通断，把直流信号变换成交流低压信号，再通过高频变压器把交流低压方波信号升压成交流高压方波信号，然后通过整流滤波电路，把交流高压信号变成350V的直流高压；在第二级中，用另一片脉宽调制芯片与一片正弦函数芯片做适当的连接产生SPWM波，用来对直流/交流变换电路中的全桥逆变电路进行脉宽调制，从而把350V直流高压逆变成220V的交流电压，然后通过滤波电路，滤出我们所需要的50Hz的交流信号，就得220V/50Hz的交流电压；而且在本次整个逆变电路中采用了变压器隔离的方法来保证主、控电路不受彼此的相互影响。

方案一通过脉宽调制芯片把直流低压信号调制成脉宽调制信号，形成脉宽调制波PWM，并用其来驱动半桥逆变变换电路中的功率场效应管，控制电路中开关管的通断，变成交流低压信号，再把交流低压信号经过工频变压器的升压变成220V的交流电压。

2.1.3 方案选择

从上面的三个方案来分析看，方案一的简单推挽逆变电路没有使用脉宽调制技术，电路简单，而且此逆变器输出为50Hz的方波信号，由于波形为方波，可能对电器设备造成干扰，不能满足我们设计所需要的正弦波输出。

方案三的基于工频变压器的逆变电路过于简单，而且经过升压变压器后的交流输出电压没有滤波网络，无法对我们所需要的50Hz的频率进行滤取，电路体积较大等，不能符合我们毕业设计的要求。

方案一相对于二，三两种方案来说，电路设计合理，在电路中采用了中间直流环节的高频变压器式逆变电源系统结构，它由高频逆变，高频变压器升压，整流滤波，高频SPWM逆变和输出滤波，可以满足我们设计所需要的要求，所以方案一是我们这次设计的最佳方案。

2.2 设计要求及系统指示

车载逆变器是一种能够将 DC/12V 直流电转换为和市电相同的 AC/220V 交流电，供一般电器使用，是一种方便的车用电源转换器。通常设备工作空间狭小，环境恶劣， 9

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干扰大。因此对电源的设计要求也很高，除了具有良好的电气性能外，还必须具备体积小，重量轻，成本低，可靠性高，抗干扰强等特点。

逆变电源质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性，其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围，因而本设计要求输出电压波形为准正弦波，以克服方波逆变器不能带感性负载的特点。

本设计对逆变电源的要求有：

1、环境温度：-25℃- +40℃

2、海拔高度：≦3000m

3、输入 12VDC

4、额定输出电压：Vo=220VAC

5、输出有过压保护

6、额定输出功率：200W

7、输入有过压保护和过热保护

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3 整体电路设计

3.1 逆变电源整体框图

逆变电源是把直流电转变成交流电的电子装置，该设计电路的整体方框图如图3.1。该电路由12V直流输入以及输入过压保护电路、输入欠压保护电路、电源过热保护电路、输出过压保护电路、输出过流保护电路、逆变电路I、320V/50KHz整流滤波、逆变电路II、滤波电路等组成。

输入过压保护、过热保护

输出过压保护

12V/DC

逆变Ⅰ

整流滤波

逆变Ⅱ

输

出

输入欠压保护

输出过流保护

图3.1 整机原理方框图

逆变电路Ⅰ又包括频率产生电路、直流变换电路(DC/DC)将12V直流转换成320V直流、交流变换电路(DC/AC)将320V直流变换为220V交流。其中输入过压、欠压保护电路、输出过压、过流保护电路、过热保护电路构成整个电路的保护电路。一旦输入电压出现过大或者过小时，保护电路立即启动，然后停止逆变电路I的工作。过热保护电路是当电路工作温度过高时，启动保护使逆变电路I停止工作。输出过压保护电路和输出 11

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过流保护电路与逆变电路II构成反馈回路，一旦电路输出异常则停止逆变电路II的工作。

逆变电路I原理如图3.2所示。此电路的主要功能是将12V直流电转换为320V/50KHz的交流电。该部分电路主要是用一块TL494芯片，通过输出50K的脉冲来控制开关管的交替导通，进而产生50K的高频交流电。此高频交流电通过开关变压器升压为320V/50K的高频交流电。

12V/DC

推挽电路

变压器 320V/50K

50KHz推挽

电路

图3.2 逆变I电路原理方框图

逆变电路Ⅱ的框图如图3.3所示。此电路的主要功能是将320V直流电转换为220V/50Hz的交流电。

320V/50整流滤波全桥电路 LC滤波

50Hz正弦波电路

脉冲调宽芯片

驱动芯片

IR2110

220V/50Hz

图3.3 逆变II电路原理方框图

电路工作原理: 为了使逆变电源输出准正弦波，本设计采用正弦波脉冲调制（SPWM），脉冲波的产生主要由脉冲调宽芯片SG3525A来完成。在逆变电路II中320V/50HZ的高压交流电经过整流桥的整流滤波整流成为320V的高压直流电。该高压加在由四个场效应管结成的全桥电路两端，场效应管的导通或截止由栅极的状态控制。根据芯片SG3525A的使用原理，先由集成函数发生芯片ICL8038产生50Hz的正弦波信号，该正弦波分两路输出。因为SG3525A内部的锯齿波幅度位于1V至3.3V之间，因而产生的正弦波一路 12

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正弦波则经过处理转化为50HZ的方波作为基准信号，该基准信号与SG3525A产生的高频正弦波调宽脉冲输入与门芯片，另一路经相应的处理后将其幅值调整至1V至3V之间，然后输入以SG3525A，在芯片内部通过与锯齿波比较产生高频的正弦波调宽脉冲。锯齿波的频率由芯片外接的震荡电阻和震荡电容决定，通常设置为几十千赫兹。最后将与门的输出信号输入两片场效应管专用驱动芯片IR2110，再由IR2110输出高频的调宽脉冲以控制四个场效应管的交替导通，输出的电压在经过LC工频滤波后便可输出稳定的准正弦波供负载使用。

3.2 脉宽调制技术及其原理

3.2.1 PWM调制的原理

如果把各输出波形用傅立叶变换分析，则其低频段非常接近，仅在高频段略有差异。TL494是一种固定频率脉冲宽度调制电路，它包含了开关电源控制所需的全部功能，广泛用于单端正激双管式、半桥式以及全桥式开关电源。在采样控制理论中有这样一个重要的结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上，其效果相同。冲量即指窄脉冲的面积。这里所说的效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。如图3.4 a、b、c所示的三个窄脉冲形状不同，其中3.4 a为矩形脉冲，图3.4 b为三角形脉冲，3.4 c为正弦半波脉冲，但他们的面积都等于1，那么，当它们分别加在具有惯性的同一环节上时，其输出响应基本相同。当窄脉冲变为3.4 d的单位脉冲函数?（t）时，环节的响应即为该环节的脉冲过度函数。

图3.4 形状不同而冲量相同的各种窄脉冲

图3.5 a的电路是一个具体的例子。图中u(t)为电压窄脉冲，其形状和面积分别如 13

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图3.4 a、b、c、d所示，为电路的输入。该输入加在可以看成惯性环节的R-L电路上，设其电流i(t)为电路的输出。图3.5 b给出了不同窄脉冲时i(t)的响应波形。从波形可以看出，在i(t)的上升段，脉冲形状不同时i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，各i(t)波形的差异也越小。如果周期性地施加上上述脉冲，则响应i(t)也是周期性的。用傅立叶级数分解后将可看出，各i(t)在低频段特性将非常接近，仅在高频段有所不同。上述原理可以称为面积等效原理，它是PWM控制技术的重要理论基础。现在我们来介绍下PWM波形和SPWM波形。

图3.5 冲量相同的各种窄脉冲的响应波形

PWM波形：如图3.6 a的正弦半波分成N等份，就可以把正弦半波看成是由N个劈刺相连的脉冲序列所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于1 /N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉冲序列利用相同数量的等幅而不等宽的矩形脉冲代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦波部分的中点重合，且使矩形脉冲和相应的正弦波部分面积相等，就得到图3.6 b所示的脉冲序列。这就是PWM波形。可以看出，各脉冲的幅值相等，而宽度是按正弦规律变化的。根据面积等效原理，PWM波形和正弦半波是等效的。同样对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到PWM波形。

SPWM波形：脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，称为SPWM（Sinusoidal PWM）波形。

PWM波形可以分为等幅PWM波和不等幅PWM波两种。

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图3.6 用PWM波代替正弦半波

3.2.2 PWM逆变电路

PWM逆变电路可以分成电压型和电流型两种，但目前的实际应用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路，下面我们主要分析电压型PWM逆变电路的控制方法。

计算法：根据PWM控制的基本原理，如果给出了逆变电路的正弦波输出频率、幅值和半个周期内的脉冲数，PWM波形中各脉冲的宽度间隔就可以准确的计算出来。按照计算结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。这种方法称之为计算法。

调制法：即把希望输出的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过信号波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波和锯齿波作为载波，其中等腰三角波应用最多。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。

在实际中应用的主要是调制法，下面结合一些具体的电路对这种方法作进一步说明。图3.7是采用IGBT作为开关器件的单相桥式电压型逆变电路。设负载为阻感负载，工作时V1和V2的通断状态互补，V3和V4的通断状态也互补。具体的控制规律如下：在输出电压u0的正半周硬硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波。而且随着电力电子技术的发展，现在已经产生了多种可以产生SPWM 15

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波的芯片，如TL494、SG3525A等，这些集成芯片的出现使得电路的设计大大简化，而且功能更加齐全。本次设计就采用硬件调制法，通过使用脉冲调制芯片来产生所需要的正弦脉冲调宽波。件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。

图3.7 单相桥式PWM逆变电图

通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波。而且随着电力电子技术的发展，现在已经产生了多种可以产生SPWM波的芯片，如TL494、SG3525A等，这些集成芯片的出现使得电路的设计大大简化，而且功能更加齐全。本次设计就采用硬件调制法，通过使用脉冲调制芯片来产生所需要的正弦脉冲调宽波。，让V1保持通态，V2保持断态，V3和V4交替通断。由于负载电流比电压滞后，因此在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。在负载电流为正的区，V1和V4导通时，负载电压等于支流电压；V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，在负载电流为负的区间，仍为V1和V4导通时，实际上从VD1和VD4流过， V4关断，从V3和VD1续流，这样，总可以得到一和零两种电平。同样，在负半周，让V2保持通态，V1保持断态，V3和V4交替通断，负载电压可以得到一和零两种电平。

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图3.8 单极性PWM控制方式波形

控制V3和V4通断的方法如图3.8所示。调制信号为正弦波，载波在的正半周为正极性的三角波，在的负半周为负极性的三角波。在1 和0 的交点时刻控制IGBT的通断。在正半周，V1保持通态，V2保持断态，当V4导通，V3关断，当时使V4关断，V3导通，在负半周，V1保持断态，V2保持通态，当 V3导通，V4关断，当使V3关断，V4导通，这样，就得到了SPWM波形。图中的虚线表示的基波分量。像这种在半个周期内三角波载波只在正极性或负极性一种极性范围内变化，所得到的PWM波形也只在单个极性范围变化的控制方法方式称为单极性PWM控制方法。

和单极性PWM控制方式相对应的是双极性控制方式。图3.7的单相桥式逆变电路在采用双极性控制方式时的波形如图3.9所示。采用双极性方式时，在ur的半个周期内，三角形载波不再是单极性的，而是有正有负，所得到的PWM波也是有正有负。在ur的一个周期内，输出的PWM波只有正负Ud两种电平，而不象单极性控制时还有零电平。仍然在调制信号ur和载波信号uc的交点时刻控制各开关器件的通断。在ur的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。即当ur>uc时，给V1和V4以导通信号，给V2和V3以关断信号，这时如i0>0，则V1、V4通，如果i0<0，则VD1和VD4通，不管哪种情况都是输出电压u0=Ud。当ur0，则CD2和VD3通，不管哪种情况都是u0= -Ud。

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图3.9 双极性PWM控制方式波形

可以看出，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采取双极性调制，由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。

3.3 正弦波脉宽调制技术的试验方法

3.3.1 软件生成法

由于微机技术的发展使得用软件生成SPWM波形变得比较容易，因此，软件生成法也就应运而生。软件生成法其实就是用软件来实现调制的方法，其有两种基本算法，即般采用三角波作为载波。其原理就是用三角波对正弦波进行采样得到阶梯波，再以阶梯波与三角波的交点时刻控制开关器件的通断，从而实现SPWM法。当三角波只在其顶点(或底点)位置对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽，在一个载波周期(即采样周期)内的位置是对称的，这种方法称为对称规则采样。当三角波既在其顶点又在底点时刻对正弦波进行采样时，由阶梯波与三角波的交点所确定的脉宽自然采样法和规则采样法。

自然采样法是以正弦波为调制波，等腰三角波为载波进行比较，在两个波形的自然 18

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交点时刻控制开关器件的通断，这就是自然采样法。其优点是所得SPWM波形最接近正弦波，但由于三角波与正弦波交点有任意性，脉冲中心在一个周期内不等距，从而脉宽表达式是一个超越方程，计算繁琐，难以实时控制。

规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，在一个载波周期(此时为采样周期的两倍)内的位置一般并不对称，这种方法称为非对称规则采样。

规则采样法是对自然采样法的改进，其主要优点就是是计算简单，便于在线实时运算，其中非对称规则采样法因阶数多而更接近正弦。其缺点是直流电压利用率较低，线性控制范围较小。

除上述两种方法外，还有一种方法叫做等面积法。该方案实际上就是SPWM法原理的直接阐释，用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替正弦波，然后计算各脉冲的宽度和间隔，并把这些数据存于微机中，通过查表的方式生成PWM信号控制开关器件的通断，以达到预期的目的。由于此方法是以SPWM控制的基本原理为出发点，可以准确地计算出各开关器件的通断时刻，其所得的的波形很接近正弦波，但其存在计算繁琐，数据占用内存大，不能实时控制的缺点。

3.3.2 硬件调制法

硬件调制法是为解决等面积法计算繁琐的缺点而提出的，其原理就是把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波，当调制信号波为正弦波时，所得到的就是SPWM波形。其实现方法简单，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波发生电路，用比较器来确定它们的交点，在交点时刻对开关器件的通断进行控制，就可以生成SPWM波。而且随着电力电子技术的发展，现在已经产生了多种可以产生SPWM波的芯片，如TL494、SG3525A等，这些集成芯片的出现使得电路的设计大大简化，而且功能更加齐全。本次设计就采用硬件调制法，通过使用脉冲调制芯片来产生所需要的正弦脉冲调宽波。

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4 逆变电源元器件特性及各部分电路设计

4.1 逆变电源主要分立元件及其应用

4.1.1 电流互感器

电流互感器就起到变流和电器隔离作用如图4.1所示：

图4.1 电流互感器原理图

在供电用电的线路中电流电压大大小小相差悬殊从几安到几万安都有。为便于二次仪表测量需要转换为比较统一的电流，另外线路上的电压都比较高如直接测量是非常危险的。电流互感器就起到变流和电器隔离作用。微型电流互感器二次电流为毫安级，主要起大互感器与采样之间的桥梁作用。微型电流互感器称之为“仪用电流互感器”。

电流互感器原理线路图微型电流互感器与变压器类似也是根据电磁感应原理工作,变压器变换的是电压而微型电流互感器变换的是电流罢了。绕组N1接被测电流，称为一次绕组（或原边绕组、初级绕组）；绕组N2接测量仪表，称为二次绕组（或副边绕组、次级绕组）。微型电流互感器一次绕组电流I1与二次绕组I2的电流比，叫实际电流比K。微型电流互感器在额定工作电流下工作时的电流比叫电流互感器额定电流比，用Kn表示,则Kn=I1n/I2n。

在本次设计中用电流互感器对输出电流进行采样，采样电流经过处理后转化为相应的电平信号，实现电路的过流保护。

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4.1.2 变压器

变压器是加入了开关管的电源变压器如图4.2所示：

图4.2 变压器代表符号

开关电源变压器是加入了开关管的电源变压器，在电路中，除了普通变压器的电压变换功能，开关电源变压器还兼具绝缘隔离与功率传送功能。开关电源变压器一般用在开关电源等涉及高频电路的场合。

开关电源变压器和开关管一起构成一个自激(或他激)式的间歇震荡器,从而把输入直流电压调制成一个高频脉冲电压. 它起到能量传递和转换作用.在反激式电路中, 当开关管导通时,变压器把电能转换成磁场能储存起来,当开关管截止时则释放出来. 在正激式电路中,当开关管导通时,输入电压直接向负载供给并把能量储存在储能电感中.当开关管截止时,再由储能电感进行续流向负载传递。

开关变压器一般都是工作于开关状态；当输入电压为直流脉冲电压时，称为单极性脉冲输入，如单激式变压器开关电源；当输入电压为交流脉冲电压时，称为双极性脉冲输入，如双激式变压器开关电源；因此，开关变压器也可以称为脉冲变压器，因为其输入电压是一序列脉冲，因为开关变压器还分正、反激输出。

开关电源变压器分单激式开关电源变压器和双激式开关电源变压器，两种开关电源变压器的工作原理和结构并不是完全一样的。单激式开关电源变压器的输入电压是单极性脉冲，并且还分正反激电压输出；而双激式开关电源变压器的输入电压是双极性脉冲，一般是双极性脉冲电压输出。另外，为了防止磁饱和，在单激式开关电源变压器的铁芯中一般都要留气隙；而双激式开关电源变压器的铁芯磁通密度变化范围相对来说比较大，一般不容易出现磁饱和现象，因此，一般都不用留气隙。

单激式开关电源变压器还分正激式和反激式两种，对两种开关电源变压器的技术参数要求也不一样；对正激式开关电源变压器的初级电感量要求比较大，而对反激式开关 21

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电源变压器初级电感量的要求，其大小却与输出功率有关。

双激式开关电源变压器铁芯的磁滞损耗比较大，而单激式开关电源变压器铁芯的磁滞损耗却比较小。这些参数基本上都与变压器铁芯的磁化曲线有关

开关变压器使用的磁性材料为软磁铁氧体,按其成分和应用频率可分为MnZn系和NiZn系两大类.前者具有高的导磁率和高的饱和磁感应,在中频和低频范围具有较低损耗.磁芯的形状很多,如EI型,E型,EC型等。

在本次设计中，变压器输出直流电压：

UOD=UIDNY/NF≥2UOA=311V. （4-1）

因电路有一定的损耗，考虑一定的裕量，故设定直流输出电压320V，NY 为变压器原边绕组匝数，NF为升压变压器副边绕组匝数，UID为原边直流电压，UOA为交流电压输出有效值220V。

考虑全桥电路每个桥臂上的开关管导通压降为1V，输出的肖特基整流管的导通压降为0.5V，则有公式：

UOD=[(UID-2)

NY/NF-1]2Ton

T（4-2）

设定本逆变电源系统功率的传递效率为e?0.9，所以副边和原边的匝数比为：NF/NY=22

4.1.3 与门

2Ton?0.9，从而计算变压器T在逆变电源电路中采用的与门芯片型号为74LS08，其电源电压范围为4.5V至5.5V，典型值为5V。在本电路中，其电源可以由TL494芯片的基准电压输出端提供。其输出高电平最低为2V，其输出低电平最高为0.8V。与门如图4.3所示：

图4.3 与门代表符号

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表4.1 74LS08功能表

4.1.4 稳压管

输入

输出

Y=AB

稳压管又称齐纳二极管，是一种用特殊工艺制造的面结型硅半导体二极管，其代表符号如图4.4所示。这种管子的杂质浓度比较大，空间电荷区内的电荷密度也大，因而该区域很窄，容易形成强电场。当反向电压加到某一定值是，反向电流激增，产生反向击穿。稳压馆如图4.4所示：

图4.4 稳压管代表符号

稳压二极管工作在反向击穿状态时，其两端的电压是基本不变的。利用这一性质，在电路里常用于构成稳压电路。稳压二极管构成的稳压电路，虽然稳定度不很高，输出电流也较小，但却具有简单、经济实用的优点，因而应用非常广泛。

i/mA

△Uz

正向特性

反向特性

u/V

△Iz

图4.5 稳压管的V-I特性

齐纳管一般有两种用法（以下Iz为工作电流，Uz为标称稳压电压，Uw为实际工作电压）：正常工作时处于“导通”状态，Iz≥0.1mA量级，此时齐纳管起稳压作用， 23

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Uw≈Uz。正常工作时处于“截止”状态，即Uw

4.1.5 场效应管

场效应管如图4.6所示：

图4.6 MOSFET代表符号图

场效应管是一种适应开关电源小型化、高效率化和高可靠性要求的理想器件。它是利用电场效应来控制其电流大小的半导体器件。这种器件不仅兼有开关速度快、无存储时间、体积小、重量轻、耗电省、寿命长等特点，而且还有输入阻抗高、噪声低、热稳定性好、抗辐射能力强和制造工艺简单等优点，因此大大的扩展了它的应用范围，特别是在大规模和超大规模集成电路中得到了广泛的应用。MOSFET开关较快而无存储时间，故在较高工作频率下开关损耗较小，另外所需的开关驱动功率小，降低了电路的复杂性。本设计采用的是N沟道增强型MOSFET。只有在正的漏极电源的作用下，在栅源之间加上正向电压（栅极接正，源极接负），才能使该场效应管导通。当Vgs>0时才有可能有电流即漏极电流产生，即当Vgs?0时MOS管才导通。

4.2逆变电源主要集成芯片及其功能简介

4.2.1 SG3525A的应用及外围电路

随着电力电子技术的发展，各种大功率全控型器件相继推出，其中 MOS型功率晶体管发展非常迅速，由于它具有高耐压、低驱动功率、良好的频率响应特性和开关时间 24

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短等优点，在许多方面可替代双极型晶体管，其工作频率可提高到200kHz以上，常常在开关稳压电源和直流斩波电路中用作开关管。开关管的控制方式采用脉冲宽度调制(PWM) 方式。

集成脉宽调制器SG3525A是美国硅通用公司（Silicon General）生产的双端输出式脉宽调制器，工作频率高于100kHz,工作温度为0℃～70℃,适宜构成100W～500W中功率推挽输出式开关电源。它是美国硅通用公司的第2代产品，它是一种性能优良功能齐全，通用性强的单片集成PWM 控制器。可用于驱动N沟道的高频功率MOS管，由于它简单可靠及使用方便灵活大大减化了脉宽调制器的设计及调试。SG3525A管脚图如图4.7所示：

图4.7 SG3525A管脚图

SG3525A是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比较理想的新型控制器。

SG3525A各引脚名称及功能：

(引脚 1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反馈信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端（引脚 9）相连，可构成跟随器。

(引脚 2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端（引脚 9）之间接入不同类型的反馈 25

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网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。

(引脚 3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。

(引脚 4)：振荡器输出端。

(引脚 5)：振荡器定时电容接入端。

（引脚 6）：振荡器定时电阻接入端。

rge(引脚 7)：振荡器放电端。该端与引脚 5 之间外接一只放电电阻RD，构成放电回路。片内锯齿波振荡器的振荡频率为：

f=1 （4-3）

CT(0.67RT?1.3RD)-Start(引脚 8)：软启动电容接入端。该端通常接一只 5pF的软启动电容。

sation(引脚9)：PWM比较器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反馈网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。

wn(引脚 10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被禁止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。

A（引脚 11）：输出端 A。引脚 11 和引脚 14 是两路互补输出端。

(引脚 12)：信号地。

(引脚 13)：输出级偏置电压接入端。

B（引脚 14）：输出端 B。引脚 14 和引脚 11 是两路互补输出端。

（引脚 15）：偏置电源接入端。

(引脚 16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的5V基准电压。

SG3525A工作特点:

(1) 工作电压范围宽：8—35V。

(2) 5.1（1.0%）V微调基准电源。

(3) 振荡器工作频率范围宽：100Hz-400KHz.

(4) 具有振荡器外部同步功能。

(5) 死区时间可调。

(6) 内置软启动电路。

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(7) 具有输入欠电压锁定功能。

(8) 具有 PWM 琐存功能，禁止多脉冲。

(9) 逐个脉冲关断。

SG3525A 的工作原理

SG3525A内置了 5.1V精密基准电源，微调至 1.0%，在误差放大器共模输入电压范围内，无须外接分压电组。SG3525A还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在CT引脚和 Discharge引脚之间加入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于 SG3525 内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。入一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525A内部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。 SG3525A如图4.8所示：

图4.8 SG3525A外围电路图

SG3525A的软启动接入端（引脚8）上通常接一个5pF的软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比较器反向输入端处于低电平，PWM比较器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525A才开始工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导 27

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致PWM比较器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。

外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当 Shutdown（引脚10）上的信号为高电平时，PWM 琐存器将立即动作，禁止SG3525A的输出，同时，软启动电容将开始放电。

如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号结束，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown 引脚不能悬空，应通过接地电阻可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响 SG3525A 的正常工作。欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在 SG3525A的输出被关断同时，软启动电容将开始放电。

此外，SG3525A还具有以下功能，即无论因为什么原因造成 PWM 脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM 琐存器才被复位。

PWM波产生芯片SG3525A的外围电路如上图4.8所示：

引脚1、2分别为内部放大器的反向输入端和同向输入端。1脚与基准电压输出端16脚连接，使1脚为高电平。2脚接地。3脚为同步端，此处仅一片芯片，故3脚不用。4脚为振荡器输出，亦不使用。5脚接震荡电容和6脚接震荡电阻将确定内部锯齿波的震荡频率。

f=1 （4-4）

CT(0.67RT?1.3RD)7端的电阻为震荡电容的放电端。把充电和放电回路分开，有利于通过死区电阻来调节死区时间，使死区时间调节范围更宽，放电电阻越大，放电时间越长;反之，则放电时间短。8脚为软启动端，通常外接一个5uF的电容用于软启动。9脚为补偿端，此电路中输入正弦波，10脚为封锁端，引脚电位大于0.7V时，芯片停止工作，和相应的保护电路相连。11、14脚交替输出相位相反的脉冲波。12脚接地端。13、15脚为电源端，接外接电源。在本次设计中震荡电容为2200pF，震荡电阻R34和R35分别为10K、1K，则内部锯齿波震荡频率为56.8K.

4.2.2 ICL8038的应用及外围电路

ICL8038精密函数发生器如图4.9所示：

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图4.9 ICL8038管脚图

ICL8038精密函数发生器是采用肖特基势垒二极管等先进工艺制成的单片集成电路芯片，电源电压范围宽、稳定度高、精度高、易于用等优点，外部只需接入很少的元件即可工作，可同时产生方波、三角波和正弦波，其函数波形的频率受内部或外电压控制，可被应用于压控振荡和FSK调制器。

ICL8038各引脚名称及功能：

1(引脚1)：正弦波失真调节端。

(引脚2)：正弦波输出端。

(引脚3)：三角波/锯齿波输出端。

1(引脚4)：恒流源调节（4脚和5脚外接电阻，以实现方波占空比的调节）。

2(引脚5)：恒流源调节（外接电阻端）。

(引脚6)：正电源±10V～±18V。

-B(引脚7)：内部频率调节偏置电压输出端。

-IN(引脚8)：调频控制输入端。

(引脚9)：方波/矩形波输出端（集电极开路输出）。

10.C(引脚10)：外接电容震荡C。

(引脚11)：负电源或接地端。

2(引脚12)：正弦波失真调节。

13．NC(引脚13、14)空置端。

ICL8038的工作特点:

(1) 可同时输出任意的三角波、矩形波和正弦波等。

(2) 频率范围: 0.001HZ～300kHz。

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(3) 占空比范围: 2%～ 98%。

(4) 低失真正弦波: 1%。

(5) 低温度漂移: 50ppm/℃。

(6) 三角波输出线性度: 0.1%。

(7) 工作电源: ±5V～±12V 或者+12V～+25V。

由ICL8038构成的精密函数发生器电路如图所示。图中 R11 R12 为定时电阻，均为可调式。阻值范围是 1KΩ- 1MΩ 调节 R1及R2能调节震荡频率及矩形波的占空比。C为定时电容,它可能影响振荡频率、R13用来调整正弦波的失真。由于第9脚为集电极开路输出,必须外接集电极负载电阻R。对于本电路，其震荡频率为：

f=0.33

(4-6)

R23C7由于在该电路中，需要输出频率为50Hz幅度在1V到3.3V之间的正弦波。因此设置电阻R23的值为10K电容为0.67uF.使输出正弦波的频率为50HZ。由于正弦波的幅度为Vcc/5故对输出信号进行分压以减小幅度，再加上一个固定的电压值调整到正弦波的幅值处于1V到3.3V之间。从而输入SG3525A，通过与其内部的锯齿波比较产生需要的脉冲调宽波（PWM）。

使用单电源时三角波和正弦波的电压平均值等于Vcc/2 ,正弦波幅度为Vcc/5，而方波幅度是Vcc/3 。采用双电源时,所有输出波形相对于地电平都是正、负对称的。

在本次设计中需要用到电压比较器对相应信号进行处理。ICL8038外围电路如图4.10所示：

图4.10 ICL8038 外围电路

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由于电子电路集成化的最大优点是能使复杂电路小型轻便,所以随着便携式仪器应用范围的扩大,必须使用低电源电压供电、低功率消耗的运算放大器相适用。常用的运算放大器有TL-022C、TL-060C等,其工作电压为±2V～±18V,消耗电流为50～250mA。目前有的产品功耗已达微瓦级,例如ICL7600的供电电源为1.5V,功耗为10mW,可采用单节电池供电。为了减少电路的不必要损耗，而且本设计中对运算放大器的要不高，因而本次设计中的运算放大器均采用低功耗型TL-022C。

4.2.3 IR2110的应用及其外围电路

在功率变换装置中，根据主电路的结构，其功率开关器件一般采用直接驱动和隔离驱动两种方式。采用隔离驱动方式时需要将多路驱动电路、控制电路、主电路互相隔离，以免引起灾难性的后果。隔离驱动可分为电磁隔离和光电隔离两种方式。

光电隔离具有体积小，结构简单等优点，但存在共模抑制能力差，传输速度慢的缺点。快速光耦的速度也仅几十kHz。电磁隔离用脉冲变压器作为隔离元件，具有响应速度快（脉冲的前沿和后沿），原副边的绝缘强度高，dv/dt共模干扰抑制能力强。但信号的最大传输宽度受磁饱和特性的限制，因而信号的顶部不易传输。而且最大占空比被限制在50％。而且信号的最小宽度又受磁化电流所限。脉冲变压器体积大，笨重，加工复杂。凡是隔离驱动方式，每路驱动都要一组辅助电源，若是三相桥式变换器，则需要六组，而且还要互相悬浮，增加了电路的复杂性。随着驱动技术的不断成熟，已有多种集成厚膜驱动器推出。如EXB840/841、EXB850/851、M57959L/AL、M57962L/AL、HR065等等，它们均采用的是光耦隔离，仍受上述缺点的限制。美国IR公司生产的IR2110驱动器,它兼有光耦隔离（体积小）和电磁隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。IR2110如图4.11所示：

图4.11 IR2110管脚图

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IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS制造工艺，DIP14脚封装。具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V，dv/dt=±50V/ns，15V下静态功耗仅116mW；输出的电源端（脚3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围10～20V；逻辑电源电压范围（脚9）5～15V，可方便地与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率地之间允许有±5V的偏移量；工作频率高，可达500kHz；开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns；图腾柱输出峰值电流为2A。

IR2110各引脚名称及功能：

（引脚1）:低端输出。

（引脚2）:公共端。

（引脚3）:低端固定电源电压。

（引脚4）: 空端。

（引脚5）:高端浮置电源偏移电压。

(引脚6):高端浮置电源电压。

（引脚7）:高端输出。

（引脚8）: 空端。

（引脚9）:逻辑电源电压。

（引脚10）: 逻辑高端输入。

（引脚11）:关断控制端，当该端输入高电平时，IR2110停止输出驱动脉冲。

（引脚12）:逻辑低端输入。

（引脚13）:逻辑电路地电位端，其值可以为0V。

（引脚14）:空端。

IR2110工作特点：

(1) 具有独立的低端和高端输入通道。

(2) 悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达500V。

(3) 输出的电源端（脚3）的电压范围为10—20V。

(4) 逻辑电源的输入范围（脚9）5—15V，可方便的与TTL，CMOS电平相匹配，而且逻辑电源地和功率电源地之间允许有5V的便移量。

(5) 工作频率高，可达500KHz。

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(6) 开通、关断延迟小，分别为120ns和94ns。

(7) 图腾柱输出峰值电流2A。

IR2110外围电路如图4.12所示：

图4.12 IR2110外围电路图

驱动芯片IR2110外围电路如上图所示：其中引脚1和引脚7交替输出高低电平，通过电阻后驱动四个场效应管交替导通，IR2110驱动半桥的电路如图所示，其中C11，D13分别为自举电容和自举二极管，C10为VCC的滤波电容。假定7脚输出低电平期间，C11已经充到足够的电压VC1≈VCC。

IR2110工作原理如图4.13所示：

图4.13 IR2110工作原理图

当HIN为高电平时：VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的栅极和源极之间，C1通过 33

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VM1，Rg1和栅极和源极形成回路放电，这时C1就相当于一个电压源，从而使S1导通。由于LIN与HIN是一对互补输入信号，所以此时LIN为低电平，VM3关断，VM4导通，这时聚集在S2栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg2迅速对地放电，由于死区时间影响使S2在S1开通之前迅速关断。当HIN为低电平时：VM1关断，VM2导通，这时聚集在S1栅极和源极的电荷在芯内部通过Rg1迅速放电使S1关断。经过短暂的死区时间LIN为高电平，VM3导通，VM4关断使VCC经过Rg2和S2的栅极和源极形成回路，使S2开通。在此同时VCC经自举二极管，C1和S2形成回路，对C1进行充电，迅速为C1补充能量，如此循环反复。

其11引脚（SD）为芯片关断控制端，当SD为高电平时，驱动芯片关断输出。场效应管无输入信号，逆变电源停止输出。在该电路中用于电池的输入过压保护。当电池电压高于设定值时，保护电路输出高电平，使逆变电路停止工作，因为输出电压和输入电压也是密切相关的，对输入的过压保护在一定程度上也是输出的过压保护。

4.2.4 TL494的应用及其外围电路

集成芯片TL494管脚图如图4.14所示：

图4.14 集成芯片TL494管脚图

TL494各引脚功能简介：

TL494 的内部电路由基准电压产生电路、振荡电路、间歇期调整电路、两个误差放大器、脉宽调制比较器以及输出电路等组成。

1+(引脚1)：误差放大器同向输入端。

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1-(引脚2)：误差放大器反向输入端。

CK(引脚3)：相位校正和增益控制端。

(引脚4)：死区控制端, 其上加 0～3.3V 电压时可使截止时间从2%线会变化到 100%。该端与外围电路相配合可以控制输出脉冲，从而实现电路的保护功能。

(引脚5)：外接震荡电容。

(引脚6)：外接震荡电阻,则输出脉冲的振荡频率为：

f=1.1 (4-7)

(引脚7)：接地端。

8.C1(引脚8)、E1(引脚9)、C2(引脚11)、E2(引脚10)分别为末级输出三极管的集电极和发射极。

(引脚12)：电源供电端。

(引脚13)：输出控制端,该脚接地时为并联单端输出方式，接14脚时为推挽输出方式。

(引脚14)：5V 基准电压输出端，最大输出电流10mA。

2-(引脚15)：误差放大器Ⅱ反向输入端。

2+引脚(引脚16)：误差放大器Ⅱ同向输入端。

50HZ脉冲产生芯片TL494外围电路如下图4.15所示: 15脚为芯片TL494的反相输入端，16为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器II的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V基准电压源，负载能力为10mA。所以15脚电压应高于5V。过热保护的R42为200Ω，则15脚的电压为6.22V大于16脚电压。14脚输出基准电压，因为推挽电路为双端输出，故将输出控制端13脚与14脚连在一起。12脚为电源端，接外部12V电压。8、11脚末级三极管集电极，此处亦接外接电源。9、10引脚用于输出50K的脉冲控制开关管。7脚为接地端，5、6脚外接震荡电阻和电容用于控制输出脉冲频率。4脚为死区控制端其上加0-3.3V电压时，可使截止时间从2%线性变化到100%，本设计中用于实现输入的过压保护和欠压保护。

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图4.15 TL494外围电路图

4.3 各变换电路设计

4.3.1 DC/DC变换电路

直流变换电路由DC/AC和整流滤波电路组成。电路结构如图4.16，Q1和Q2的基极分别接TL494的两个内置晶体管的发射极。中心器件变压器变压器T1，实现电压由12V脉冲电压转变为320V脉冲电压。此脉冲电压经过整流滤波电路变成320V高压直流电压。变压器T1的工作频率选为50KHz左右。电路正常时， TL494的两个内置晶体管交替导通，导致图中晶体管Q1、Q2的基极也因此而交替导通，Q3和Q4 也交替导通，这样使变压器工作在推挽状态，Q3和Q4以频率为50KHz交替导通，使变压器的初级输入端有50KHz的交流电。当Q1导通时，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。当Q1导通时，Q2截止，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。且交替导通时其峰值电压为12V，即产生了12V/50KHz的交流电。极性电容C3滤去12V直流中的交流成分，降低输入干扰。滤波电容C1可取为2200uF。整流滤波电路由四只整流二极管和一个滤波电容组成。四只整流二极管D3～D6接成电桥的形式，称单相桥式整流电路。在桥式整流电路中，电容C4滤去了电路中的交流成分，此处滤波取值为10uF。

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图4.16 直流变换电路图

图中的推挽场效应管Q3，Q4在工作时会通过大电流，经过计算电流约为19A，故场效应管的型号选择IRF650A.其最大耐压值为200V，电流为32A，满足要求。

4.3.2 DC/AC变换电路

DC/AC电路结构如图4.17所示，该变换电路为全桥桥式电路。由集成芯片ICL8038产生的50Hz正弦波一路输入SG3525A内部与锯齿波比较产生两路互补的正弦波调宽脉冲分别由SG3525A的高输出端和低输出端输出。

图4.17 DC/AC转换电路图

电路中各输入输出波形如图4.18所示：其高端和低端输出的两列波形图4.18（a）中的VAN和VBN。如果将此脉冲直接输入驱动芯片来驱动全桥电路，如在正弦波的前半个周期，驱动脉冲会使电路中的Q5和Q8两个场效应管在前半个周期内的绝大多数时间处 37

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于导通。经过滤波后输出为220V的工频正弦波的前半个周期。但是在Q5和Q8关断的很短时间内，另一路会输入一系列时间极短的电平脉冲，这些脉冲会使Q6和Q7瞬间导通，这样可能会在输出端输出一列相位相反的尖峰脉冲，会影响输出的正弦波。因而在本次设计中，SG3525A输出的调宽脉冲并不直接用来驱动全桥电路。而是分别输入两个与门的一个输入端。由ICL8038产生的正弦波经相应处理后转化为两列相位互补的50Hz方波，如图4.18（b）所示这两列方波信号分别输入两个与门电路的另一个输入端，经过相与后可以去掉SG3525A输出的调宽波的半个周期的瞬间方波脉冲，如图4.18（c）所示，这样可以使避免输出的正弦波形中的杂波干扰，使得输出波形更加完。同时这种方式可以减少开关管的损耗，增加开关管的可靠性，提高逆变电源的效率。

在逆变电源中，场效应管应当能承受320V的直流高压电，考虑到电压波动以及一定的裕量，场效应管的电压参数应大于400V,参照场效应管的参数表，故选用型号为IRF820A的场效应管。其耐压值为500V,最大电流为2.5A。足以满足逆变电源320V以及最大电流1A的要求。

图4.18 正弦波脉冲调宽波形图

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5各部分的电路保护及调试

5.1 逆变电源变换电路

5.1.1 输入过压电路保护

电源输入过压保护电路如图5.1所示：

图5.1 输入过压保护电路

VCC为电源电压，VCC通过R1和R2产生一个分压，该分压加到脉冲产生芯片TL494的引脚1，即误差放大器同向输入端，引脚2为反相输入端，电路正常情况下2脚电压应略高于1脚电压才能保证误差比较器I的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。由于引脚2与基准电压输出端14脚相连，则引脚2的电压为基准电压5V。但是当输入电压过高超过15V时，1脚处的电压则会高于5V，即高于2脚的电压，则误差放大器Ⅰ输出高电平，则TL494停止工作，从而实现过压保护。

5.1.2 输入欠压保护电路

欠压保护电路如图5.2所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器SG3525A的脚10关断端输出高电平，停止驱动 39

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信号输出。

图5.2中运算放大器的正向输入端的电压由R1和R3分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在＋9V，正常工作的时候，由三极管V导通，IR2110输出驱动信号，驱动晶闸管正常工作，实现逆变电源的设计。当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，同时三级管V截止，向SG3525A的SD端输出高电平，封锁IR2110的输出驱动信号，此时没有逆变电压的输出。

由于设置的稳压值为9V，对照常用稳压管的参数表，用于欠压保护的稳压管型号为1N5239A,其稳压值为9.1V，最大耗散功率0.5W,最大工作电流为50mA。

图5.2 欠压保护电路图

5.1.3 过热保护电路

因为逆变电源频率很高，当接大功率负载时逆变器会发热，处于过热状态会影响一部分元器件的性能，会影响逆变器的使用寿命。因而在电路中加入过热保护电路，当温度高于某一个设定值时，逆变器立刻停止工作，使温度降低，从而实现对逆变器的过热保护。15脚为芯片TL494的反相输入端，16为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器II的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V基准电压源，负载能力为10mA。所以15脚电压应高于5V。15脚电压U计算式为：

U=12×R5÷(R3+R4+R5) (5-1)

这里R4为正温度系数热敏电阻，常温阻值可在150～300?范围内任选，适当选大 40

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写可提高过热保护电路启动的灵敏度。这里取200?。R3取36KΩ，R5取39KΩ，C1为滤波电容，取值为100pF.则15脚电压为6.22V，符合要求。电路结构如图5-3所示：

图5.3 过热保护电路

5.1.4 输出过压保护电路

输出过压保护电路结构如图5.4所示：

图5.4 输出过压保护电路图

电阻R41和R42对输出电压进行采样，当输出电压过高时将导致稳压管D15击穿，使SG3525A芯片的10脚对地的电压升高，使芯片SG3525A停止输出驱动脉冲，切断输出。设允许输出的最高电压为230v。稳压管的稳压值一般规定为输出电压的130%～150%。后继电路为220V/50Hz输出，其中电阻R41为100KΩ，可取为4.7KΩ，根据电路分压知识，则R2上的电压为：

230×4.7÷104.7=10V (5-2)

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故稳压管的稳压值为10V.电容C16为0.1uF,用来滤波。

对照常用稳压管的参数表，用于输出过压保护的稳压管型号为1N5240A,其稳压值为10V,最大耗散功率为0.5W，最大工作电流为45mA，满足电路要求。

5.1.5 输出过流保护电路

输出电流保护电路如图5.5所示：

图5.5 输出过流保护电路图

电流采样由电流互感器T2完成，电流互感器的原边直接串联在逆变电源的输出端，原边的工频电流会在副边感生出感应电流。该感生电流经过整流滤波之后通过分压电阻R20转化为电压信号，然后将该电压信号输入到电压比较器U2A的反向端，通过与正向端的基准电压比较来输出相应的电平信号，该电平信号输入驱动芯片IR2110的控制端SD实现对电路的保护功能。

此处设定输出最大电流为1.2A,电流互感器的原副边匝数比为1：120.则当输出电流达到1.2A时，在副边会感生出10mA的电流，经过整流桥和滤波电容的整流滤波之后转换为稳定的直流电流，经过可变电阻R20后在运放的反向端输入一个电压，取R20为1K,则反向端电压为5V。调整R19，使得正向端的电压也为5V,则当电流大于1.2A时，运放输出低电平，则Q10集电极向IR2110的SD脚输出高电平，逆变器停止工作，从而实现过流保护。

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5.2 调试

逆变电源的设计的电路图不复杂，电路焊接完成后，用万用表检查所焊接的电路是否寸在问题，如漏焊、短路、断路、电容正反接、芯片反接等问题，检测完毕后，确保电路无误，再加电，对各个模块进行调试。在硬件调试中的主要问题是接入负载过小，造成电路停止工作，在对电路的检查过程中，发现没有电流流过芯片，在对12V直流电压源这个模块检查时发现是电感烧断。该逆变电源在接通12V直流电源后，指示灯亮，说明电路工作正常。由于该电路设有上电软启动功能，在接通电源后要等7S左右才有220V直流输出。若发生输入电流过大、输出电压过大或者电路工作环境过热的情况均会使LED指示灯变暗，说明逆变电路停止工作。若在接通电源后要等10S左右指示灯还没有点亮，说明逆变电路有问题或者灯极性安装反了。由于逆变电源的输入电流较大，而焊接电路所用的电感是LGA系列电感器，可忍受的最大电流为0.09-0.4A，远小于测试时电路的输入电流，所以被烧毁。在接入负载时，应接入高阻值的负载，以免电流过大，烧坏器件。

输出电压和频率，可通过改变外接电路来调节TL494的PWM值。TL494的外接电路有可变电阻器，通过改变阻值，可达到升压，调频的作用。在电路的测试中，若无输出电压，则电路存在问题，应检查TL494芯片3脚的电压值，若值大于1V，则芯片内部的保护电路有启动。若TL494的3脚电压高于1V，检查电路，保证TL494的15脚的直流电压高于16脚的直流电压，1脚的直流电压高于2脚的直流电压。TL494芯片的3脚电压值应为0V左右，同时满足以上两个条件，电路才能正常工作。

由于是电源的设计，在电路测试的过程中，应记录每一个模块的输出电压和电流，用于分析比较带负载能力和需要改良的地方。我在测试时，没有按照正确的步骤，不仅没有将各模块的输出记录下来，在带负载时，阻值过小，造成电路板的损坏，又缺少各模块输出数据，给电路检查带来不便。

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6 结论

本文设计了一款高性能的车载逆变电源。逆变电源应用广泛，但是电路复杂，价格比较昂贵，为此设计一款逆变电源。该电源采用的是比较经典的两级变换的方式，即第一级是运用直流/直流的变换方式，第二级是运用直流/交流的变换方式。在该高性能车载逆变器中采用中间直流环节的高频变压器式逆变电源系统结构，它由高频变压器升压、整流滤波、高频SPWM逆变和高频滤波输出组成。

避免了使用单片机而需要大量计算和编程的麻烦。该逆变器的主要功能是把汽车上的蓄电瓶提供的12V直流电压变换成电器所需要的220V/50Hz的交流电，来对我们车上的一些用电设备进行供电，方便我们的出行。本设计具有灵活方便、适用范围广的特点，基本能够满足实践需求。而且本设计采用高频逆变方式，具有噪声降低、反应速度提高以及电路调整灵活的优点。设计符合逆变电源小型化、轻量化、高频化以及高可靠性、低噪声的发展趋势。

因它工作在高频情况下，可使变压器、滤波电容、电容的体积及重量减小，噪声降低，反应速度提高。但总的来说，在设计的过程中，我真实地学到了许多东西，也积累了不少经验，更进一步地丰富了自己的知识。因此在以后的学习生活中我会更加努力去做的完美一些。

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