较大功率直流电机驱动电路的设计方案

2024年1月18日发(作者：supra鞋官网)

较大功率直流电机驱动电路(de)设计方案

1 引言

直流电机具有优良(de)调速特性, 调速平滑、方便、调速范围广, 过载能力强, 可以实现频繁(de)无级快速启动、制动和反转, 能满足生产过程中自动化系统各种不同(de)特殊运行要求, 因此在工业领域, 直流电机得到了广泛(de)应用.

许多公司推出了直流电机专用驱动芯片, 但这些芯片多数只适合小功率直流电机, 对于大功率直流电机(de)驱动, 其集成芯片价格昂贵. 基于此, 本文详细分析和探讨了较大功率直流电机驱动电路设计中可能出现(de)各种问题, 有针对性设计和实现了一款基于25D60-24A (de)直流电机驱动电路. 该电路驱动功率大,

抗干扰能力强, 具有广泛(de)应用前景.

2 H 桥功率驱动电路(de)设计

在直流电机中, 可以采用GTR 集电极输出型和射极输出性驱动电路实现电机(de)驱动, 但是它们都属于不可逆变速, 其电流不能反向, 无制动能力, 也不能反向驱动, 电机只能单方向旋转, 因此这种驱动电路受到了很大(de)限制.对于可逆变速, H 桥型互补对称式驱动电路使用最为广泛.可逆驱动允许电流反向, 可以实现直流电机(de)四象限运行, 有效实现电机(de)正、反转. 而电机速度(de)主要有三种, 调节电枢、减弱励磁磁通、改变电枢回路电阻. 三种方法各有优缺点, 改变电枢回路电阻只能实现有级调速, 减弱磁通虽然能实现平滑调速, 但这

种方法(de)调速范围不大, 一般都是配合变压调速使用. 因此在直流调速系统中,

都是以变压调速为主, 通过PWM(Pulse Widthdulation)信号占空比(de)调节改变电枢(de)大小, 从而实现电机(de)平滑调速.

H 桥驱动原理

要电机(de)正反转, 需要给电机提供正反向, 这就需要四路开关去控制电机两个输入端(de). 当开关S1 和S4 闭合时, 电流从电机左端流向电机(de)右端,

电机沿一个方向旋转;当开关S2 和S3 闭合时, 电流从电机右端流向电机左端,

电机沿另一个方向旋转, H 桥驱动原理等效电路图如图1 所示.

图1 H 桥驱动原理电路图

开关器件(de)选择及H 桥电路设计

常用(de)电子开关器件有继电器, 三极管, MOS 管, IGBT 等. 普通继电器属机械器件, 开关次数有限, 开关速度比较慢. 而且继电器内部为感性负载, 对电路(de)干扰比较大. 但继电器可以把控制部分与被控制部分分开, 实现由小信号控制大信号, 高压控制中经常会用到继电器. 三极管属于电流驱动型器件, 设基极电流为IB, 集电极电流为IC, 三极管(de)放大系数为β, 如果, IBβ>=IC, 则三极管处于饱和状态, 可以当作开关使用. 要使三极管处于开关状态, IB= IC/β,

三极管驱动管(de)电流跟三极管输出端(de)电流成正比, 如果三极管输出端电流比较大, 对三极管驱动端(de)要求也比较高. MOS 管属于驱动型器件, 对于NMOS

来说, 只要栅极高于源极电压即可实现NMOS (de)饱和导通, MOS 管开启与关断

(de)能量损失仅是对栅极和源极之间(de)寄生电容(de)充放电, 对MOS管驱动端要求不高. 同时MOS 端可以做到很大(de)电流输出, 因此一般用于需要大电流(de)场所. IGBT 则是结合了三极管和MOS 管(de)优点制造(de)器件, 一般用于200V 以上(de)情况.

在本设计中, 电机工作电流为, 工作电压24V, 电机驱动(de)控制端为51 系列单片机, 最大灌电流为30mA. 因此采用MOS管作为H桥(de)开关器件. MOS管又有NMOS和PMOS之分, 两种管子(de)制造工艺不同, 控制方法也不同. NMOS 导通要求栅极电压大于源极电压(10V-15V), 而PMOS (de)导通要求栅极电压小于源极电压(10V-15V). 在本设计中, 采用24V 单电源供电, 采用NMOS 管(de)通断控制(de)接线如图2 所示, 只要G 极电压在10-15V (de)范围内, NMOS 即可饱和导通, G 极电压为0 时, NMOS 管关断.

图2 NMOS 接线图

采用PMOS 管实现通断控制时, 其接线如图3 所示, G 极电压等于电源电压VCC 时PMOS 关断.

图3 PMOS 接线图

10V15V 时, 要使PMOS 导通则G 极电压为VCC-15V. PMOS (de)导通与关断,

是在电源电压VCC 与VCC-15V 之间切换, 当电源电压VCC 较大时控制不方便.

比较图2 图3 可知：NMOS位于负载(de)下方, 而PMOS 位于负载(de)上方, 用

NMOS 和PMOS, 替换掉图1 中(de)开关, 就可以组成由MOS 管组成(de)H 桥, 如图4 所示.

图4 PMOS 和NMOS 管构成(de)H 桥

Q1 和Q4 导通, 电机沿一个方向旋转, Q2 和Q3 导通电机沿另一个方向旋转.

在本系统中, 电机(de)工作电压为24V, 即电源电压为24V, 则要控制H 桥(de)上管(PMOS)导通和关断(de)电压分别为24V-15V=9V 和24V, 而对于下管(NMOS)来说, 导通与关断电压分别为15V 和0V, 要想同时打开与关断上、下两管, 所用(de)控制电路比较复杂. 而且, 相同工艺做出(de)PMOS 要比NMOS (de)工作电流小,

PMOS (de)成本高. 分别用PMOS 和NMOS 做上管与下管, 电路(de)对称性不好.

由于上述问题, 在构建H 桥(de)时候仅采用NMOS 作为功率开关器件. 用NMOS

搭建出(de)H 桥如图5 所示：

图5 NMOS 管构成(de)H 桥

图5NMOS 管组成(de)H 桥中, 首先分析由Q1 和Q4 组成(de)通路, 当Q1 和Q4 关断时, A 点(de)电位处于\"悬浮\"状态(不确定电位为多少)(Q2 和Q3 也关断). 在打开Q4 之前, 先打开Q1, 给Q1 (de)G 极15V (de)电压, 由于A 点\"悬浮\"状态, 则A 点可以是任何电平, 这样可能导致Q1 打开失败;在打开Q4 之后,

尝试打开Q1, 在Q1 打开之前, A 点为低电位, 给Q1 (de)G 极加上15V 电压, Q1

打开, 由于Q1 饱和导通, A 点(de)电平等于电源电压(本系统中电源电压为24V),

此时Q1 (de)G 极电压小于Q1 (de)S 极电压, Q1 关断, Q1 打开失败. Q2 和Q3

(de)情况与Q1 和Q4 相似. 要打开由NMOS 构成(de)H 桥(de)上管, 必须处理好

A 点(也就是上管(de)S 极)\"悬浮\"(de)问题. 由于NMOS(de)S 极一般接地, 被称为\"浮地\". 要使上管NMOS 打开, 必须使上管(de)G 极相对于浮地有10-15V (de)电压差, 这就需要采用升压电路.

H 桥

在H桥(de)驱动中, 除了考虑上管(de)升压电路外, 还要考虑到在H桥同臂(de)上管和下管(如图5 中(de)Q1 和Q3)不能同时导通. 如果上管和下管同时导通, 相当于从电源到地短路, 可能会烧毁MOS 管或电源, 即使很短时间(de)短路现象也会造成MOS(de)发热. 在功率控制中一般采用在两次状态转变中插入\"死区\"(de)方法来防止瞬时(de)短路.在选择H 桥(de)时候最好满足上述两种逻辑条件,

又用足够大(de)驱动电流来驱动NMOS.

本系统中采用IR2103 作为NMOS, IR2103 内部集成升压电路, 外部仅需要一个自举电容和一个自举二极管即可完成自举升压. IR2103 内部集成死区升成器,

可以在每次状态转换时插入\"死区\", 同时可以保证上、下两管(de)状态相反.

IR2103 和NMOS 组成(de)H 桥半桥电路如下图6 所示：

图6 IR2103 和NMOS 管构成(de)H 桥半桥电路

由IR2103 (de)应用手册中得知自举电容选择取决于以下几个因素：1. 要求增强 MGT (de)门电压, 2. 用于高端驱动电路(de) IQBS –静态电流, 3. 电平转换器(de)内部电流, 4. MGT-栅-源正向漏电流, 5. 自举电容漏电流. 其中因素 5

仅与自举电容是电解电容时有关, 如果采用其他类型(de)电容, 则可以忽略. 最小自举电容值可以通过以下公式(1)计算得到：

其中： Qg = 高端 FET (de)门电荷, f = 工作, ICbs (leak) =自举电容漏电流, Iqbs (max) = 最大 VBS 静态电流,VCC = 逻辑电路部分(de)电压源, Vf =

自举二极管(de)正向压降, VLS = 低端 FET 或者负载上(de)压降, VMin = VB 与VS 之间(de)最小电压, Qls = 每个周期(de)电平转换所需要(de)电荷(对于

500V/600V MGD 来说, 通常为 5nC, 而1200 V MGD 为 20 nC.

图中D1 为自举二极管, C4 为自举电容. 并不是电容(de)值越大就越好, 电容(de)取值和IR2103 (de)工作密切相关, 电容取值越大工作越低. 电容(de)漏电流对系统(de)性能有很大影响. 自举二极管要承受系统所有(de)电压, 自举二极管(de)前向压降也影响着自举电容(de)选择, 同时自举二极管(de)开关速度也直接影响系统(de)工作, 一般选用超快恢复二极管. 由示波器获得自举电路升压波形如下图7 所示：

图7 自举电路升压波形

图中B部分为自举升压后VB端(de)电压, 图中A部分是由于在上管关断(de)过程中, 由于下管中(de)寄生二极管,会产后续流, 使VS 端产生负电压, 从而使电容过充. 要削弱电容(de)过充可采用 以上(de)自举电容, 同时可以在地与VS

端加入续流二极管. 如下图所示：

图8 在IR2103 中加入续流二极管电路.

图中D2即为续流二极管, 续流二极管采用普通二极管即可, 但VS电压恢复越快, 自举电容过充现象越不明显, 本系统采用1N4148 作为续流二极管.

由于和栅极之间(de)引线、地回路(de)引线等所产生(de)电感, 以及IC 和FET 内部(de)寄生电感,在开启时会在栅极出现振铃, 一方面增加(de)开关损耗,

同时EMC 方面不好控制. 在(de)栅极和驱动IC (de)输出之间串联一个电阻(如图9 中B 所示). 这个电阻称 为\"栅极电阻\", 其作用是调节(de)开关速度, 减少栅极出现(de)振铃现象, 减小EMI, 也可以对栅极电容充放电起限流作用. 该电阻(de)引入减慢了MOS 管(de)开关速度, 但却能减少EMI, 使栅极稳定.

图9 消除振铃电路.

MOS 管(de)关断时间要比开启时间慢(开启充电, 关断放电), 因此就要改变MOS 管(de)关断速度, 可以在栅极电阻上反向并联一个二极管(如图9 中A 所示),

当MOS 管关断时, 二极管导通, 将栅极电阻短路从而减少放电时间. 由于VS 端可能出现负电压, 在VS 端串入一个合适(de)电阻, 可以在产生负电压时起到限流作用, 针对负载电机为感性器件, 在H 桥(de)输出端并一个小电容, 并在局部供电部分加一个去藕电容十分必要. 其电路如下图所示：

图10 限流去耦电路.

图中C7 为局部去藕电容, 可以取100uF, C6 为输出电容, 根据负载取值.

由于采用电容式自举电路, 电容在工作(de)过程中会自行放电, 所以PWM波(de)占空比接近100%但不能达到100%. 但这不影响电机(de)正常工作, 因为电机本身

固有(de)特性, 电机有一个较小(de)饱和区, 即或占空比增大, 其转速也不会有明显(de)变化. 因此上述电路完全满足工作(de)需要.

3 硬件测试

为了对性能进行测试, 选用25D60-24V (de)直流电机进行闭环控制控制, 电机(de)额定功率为60W, 额定转速为2800rpm, 额定电压为24V, 额定电流为. 其电机(de)最高转速可达2910rpm, 电机启动(de)最低转速为44rpm, 堵转时无明显发热现象. 为了测试电路工作(de)稳定性, 连续三天电机工作8 小时以上, 电路(de)发热较小;为了测试电路(de)抗冲击, 抗干扰能力, 系统在开与关之间连续进行多次切换, 电路工作没有出现任何故障;另外系统在突然增加负载(de)情况下也能正常工作. 因此完全满足驱动(de)需要, 而且设计过程中, 为防止启动和制动电流(de)骤然升高, 电路有较大(de)电流冗余, 电路中最高电流可以达到8A,

有效地保证了电路工作(de)稳定性,并具有很强(de)抗干扰能力.

4 结论

本文设计并实现了一种较大功率直流电机驱动电路, 从器件(de)选择到系统(de)实现, 详细分析和探讨了电路设计过程中可能出现(de)各种问题, 并通过理论计算和工程实践解决上述问题. 该电路鲁棒性强, 实用性广, 尤其适合驱动较大功率(de)直流电机.